1. 引言
随着全球变暖和极端天气对社会的影响，当前国家的能源结构应加快实现向以清洁能源为主的新型能源结构转型 [1] [2] 。光伏发电是实现“双碳”目标的重要措施，逐渐成为国家新型能源结构中的重要组成部分 [3] 。由于易受阴影遮挡、晚间光照低等因素的影响，光伏发电的过程存在间断性、不稳定性等问题，因此一般会将蓄电池加入发电系统中，用以提高系统发电的稳定性能 [4] [5] 。这种含有储能环节的光伏发电系统通常被称为光储系统。
在光储系统中，由于涉及不同类型的能源与负载，一般变换器在空间使用率、材料价格、功率流动控制等多方面不能完全满足实际使用需求，因此可集中化地对光伏阵列、蓄电池及负载进行综合能量管理的三端口变换器应运而生 [6] 。出于安全性的考虑，一般会将各端口之间进行电气隔离，按照各端口的隔离状态分类，可将主流三端口变换器分为隔离型三端口变换器、部分隔离型三端口变换器和非隔离型三端口变换器 [7] [8] [9] [10] 。隔离型三端口变换器由双向桥式拓扑电路和多绕组高频变压器组成，通过调节原副边匝数比值，实现输入输出间的高比例增益变换；储能环节的双向能量流动则由双向桥式拓扑电路实现，但其功率密度低，且变压器体积大结构冗杂，一般应用于对安全性能要求较高的场所 [11] [12] [13] [14] 。非隔离型三端口变换器因为其具有功率密度高、体积小、结构简单等优点成为近年来主要研究热点。
刘硕 [15] 提出的一种非隔离型三端口变换器拓扑结构，通过控制3个开关管的开通与关断，使各端口之间具有升降压增益特点，具有结构简单、体积小的优势。王辉 [16] 提出的一种高增益非隔离型三端口变换器，通过对电容C1充放电，并将C1电压叠加至变换器输出侧，提高了变换器的增益。Davalos [17] 基于二次型变换器提出了高增益三端口变换器，变换器增益与占空比平方呈正比，有效提高了变换器增益。以上学者所提出的三端口变换器系统虽都能实现各自的目标，但控制策略均采用传统的固定PI参数调节，因此超调量和达到稳态的速度均无优化。
本文研究了一种非隔离型三端口变换器，通过控制3个开关管的开通与关断，能够实现各端口之间的能量流动，且通过非固定PI调节参数的整定方法，系统可以平滑地切换于不同工作模式之间，并通过仿真验证了其可行性。
2. 系统拓扑电路分析
2.1. 三端口变换器拓扑结构
本文所研究的拓扑结构如图1所示，该拓扑包含1个光伏阵列(PV)、1个储能环节(Battery)、1个输出负载(Ro)、3个MOSFET开关管(S1~S3)、3个二极管(VDin、VDb和VDo)、1个储能电感Lf及3个滤波电容(Cin、Cb和Co)。相比于一般储能环节后级的功率变换器，该拓扑的特点是元器件数量少、变换器体积小、拓扑结构简单的优点，通过控制拓扑中的3个开关管可使不同端口间具有Boost特性。
Figure 1. Three-port converter topology diagram
图1. 三端口变换器拓扑结构图
假定1表示为开关管导通，0表示为开关管关断，则以开关管S1和S3导通，S2关断为例，拓扑结构中三个开关管的导通状态按顺序可表示为101，依此类推。
2.2. SIDO模式
光照充足时，光伏阵列工作在最大功率点处，此时同时向储能环节和输出负载供能，其工作模式为单输入双输出模式(SIDO)，如图2所示；
(a) 开关状态为100 
(b) 开关状态为010 
(c) 开关状态为000
Figure 3. The working status of SIDO
图3. SIDO的工作状态
在SIDO模式下，一个开关周期内的工作状态由100→010→000组成一个循环，此时开关管S3保持关断，通过控制开关管S1和S2的周期性导通实现输出负载侧的恒压输出，并将多余的能量储存至储能环节，示意图如图3所示。
对应的电感电压、电感电流以及开关管1和开关管2的通断状态如图4所示。
Figure 4. Inductor voltage, inductor current, and three switches on (single input dual output mode)
图4. 电感电压、电感电流、三个开关管的导通情况(单输入双输出模式)
2.3. DISO模式
当光照减弱时，光伏阵列输出的功率不足以支撑输出负载所需功率，此时储能环节出力，与光伏阵列共同向输出负载供能，对应的是双输入单输出模式(DISO)，如图5所示：
在DISO模式下，一个开关周期内的工作状态分为两种，一种是101→100→000，另一种是101→001→000，此时开关管S2保持关断，当光伏阵列的输出大于负载侧所需功率的一半时，此时一个开关周期内的工作状态由101→100→000组成一个循环，光伏阵列为主要供能端，储能环节补偿输出负载侧所需的剩余能量；当光伏阵列的输出小于负载侧所需功率的一半时，此时一个开关周期内的工作状态由101→001→000组成一个循环，储能环节为主要供能端，光伏阵列补偿输出负载侧所需的剩余能量。示意图如图6所示。
(a) 开关状态为101 
(b) 开关状态为100 
(c) 开关状态为001 
(d) 开关状态为000
Figure 6. Working status of DISO
图6. DISO的工作状态
其中，图7所示为D1 > D3的双输入单输出模式下，电感电压、电感电流以及开关管1和开关管3的通断状态，图8所示为D1 < D3的双输入单输出模式下，电感电压、电感电流以及开关管1和开关管3的通断状态。
Figure 7. Inductor voltage, inductor current, and turn-on of three switches (dual-input single-output mode (D1 > D3))
图7. 电感电压、电感电流、三个开关管的导通情况(双输入单输出模式(D1 > D3))
Figure 8. Inductor voltage, inductor current, and turn-on of three switches (dual-input single-output mode (D1 < D3))
图8. 电感电压、电感电流、三个开关管的导通情况(双输入单输出模式(D1 < D3))
2.4. SISO模式
当输出负载断开时，光伏阵列单独向储能环节供能，当光照为0时，储能环节单独向输出负载供能，当储能环节无法供能时，光伏阵列单独向输出负载供能，此三种工作模式为单输入单输出模式，如图9(a)~(c)所示。
(a) SISO模式(蓄电池充电) 
(b) SISO模式(蓄电池放电)
(c) SISO模式(蓄电池不充电不放电)
Figure 9. SISO mode
图9. SISO模式
SISO模式即为基本的Boost升压电路，以光伏阵列向负载供电为例，其工作状态为(100→000)，示意图如图10所示。
(a) 开关状态为100 
(b) 开关状态为000
Figure 10. SISO operating state (PV array → load)
图10. SISO的工作状态(光伏阵列→负载)
如图11所示为单输入单输出模式(光伏阵列向负载供电)下电感电压、电感电流以及开关管1和开关管3的通断状态。
Figure 11. Inductor voltage, inductor current, three switches on (single input single output mode)
图11. 电感电压、电感电流、三个开关管的导通情况(单输入单输出模式)
3. 控制策略
光储系统的功率控制框图如图12所示。图中的IVR (Input Voltage Regulator)、BCR (Battery Current Regulator)及BVR (Battery Voltage Regulator)通过非固定PI调节参数的整定方法，共同实现光伏阵列和储能环节的控制，其中IVR、BCR和BVR分别实现Uin、Ib及Ub的控制，IVR的电压基准由MPPT控制器产生，OVR (Output Voltage Regulator)实现控制负载端UO的调节。工作模式选择器根据各个调节器的输出值判定系统所处的工作模式，从各个调节器的输出值中选择合适的控制值作为PWM调制器的输入，图13为搭建的具体仿真控制模型。
Figure 12. Block diagram of the power control of the optical storage system
图12. 光储系统功率控制框图
3.1. 工作模式选择器
工作模式选择器采用竞争机制，用最小值选择器自动选择uBVR、uBCR和uIVR中的最小值作为PWM调制器的输入，使得变换器能够在MPPT模式下与蓄电池限流(或限压)充电模式之间自动平滑地切换。本拓扑共有3个开关管需要控制，因此工作模式选择器需要输出三个对应的控制电压uCS1、uCS2和uCS3分别用于产生S1、S2和S3的驱动信号，控制流程框图如图14所示，其中UT为锯齿载波的峰值。
当系统工作在单输入双输出模式时，光伏阵列向负载侧供电，同时又蓄电池吸收多余功率，因此uOVR < 0，所以uCS3 < 0，因此max{uOVR-UT} < 0，又因为此工作模式下，蓄电池电流和电压都没有达到设定的最大值，而此时IVR的输出是BCR、BVR和IVR中的最小值，所以使得uCS1 = uIVR，uCS2 = uIVR-uOVR。
Figure 14. Operating mode selector control block diagram
图14. 工作模式选择器控制框图
当系统工作在双输入单输出模式时，光伏阵列和蓄电池同时向负载侧供电，根据光伏出力较蓄电池出力大小又可将此工作模式分为光伏主供和蓄电池主供。当光伏主供时，光伏阵列仍为最小值选择器的输出，即min{uBCR, uBVR, uIVR} = uIVR，因为蓄电池需要向负载侧供能，因此uCS2 = 0，uCS3 > 0，因此uOVR > 0。当蓄电池主供时，min{uBCR, uBVR, uIVR} = min{uBCR, uBVR}，蓄电池进入恒流或恒压放电状态，电路通过开关管1和开关管3的控制实现负载侧的恒压控制。
当系统工作在单输入单输出模式时，以蓄电池单独向负载侧供能为例，此时光伏阵列输出为零，因此min{uBCR, uBVR, uIVR} = min{uBCR, uBVR}，关断开关管2，导通开关管3，通过控制开关管1的周期性导通实现负载侧的恒压控制和蓄电池侧的恒压或横流放电控制。
3.2. PWM调制器
PWM调制器即为生成的uCS1、uCS2和uCS3与锯齿载波相比较，大于0输出高电压，小于0输出低电压，对应输出的三个控制信号uGS1、uGS2和uGS3分别控制开关管S1、S2和S3，锯齿波生成PWM波的示意图如图15所示，仿真模型中的PWM生成模块如图16所示。
Figure 15. Schematic diagram of saw tooth wave generation PWM wave
图15. 锯齿波生成PWM波示意图
Figure 16. PWM wave generation simulation model
图16. PWM波生成仿真模型
4. 参数对系统稳定性影响
由于PI控制对系统的控制效果显著，操作简单，因此绝大多数学者都选用的是PI控制器控制系统的稳态运行，但由于P和I的参数选择对控制效果起着举足轻重的影响，所以本章针对光储系统的三端口变换器仿真模型中的PI参数进行研究，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型，观察PI参数对控制效果的影响。
4.1. P参数对调节的控制效果
首先控制I参数不变(I = 24)，通过多组PI参数进行仿真实验，观察其控制效果，如图17所示，以P = 0.9为基数，上下间隔10%选取5组数据进行观察，可看出P值对控制效果的影响：随着P值的增大，调节速度先增大后减小，存在某一P值使得调节速度最快；随着P值的增大，超调量也越大，当P值超过一定值时，调节失控。
Figure 17. Influence of P parameters on adjustment effect
图17. P参数对调节效果的影响
4.2. I参数对调节的控制效果
然后控制P参数不变(P = 0.9)，通过多组PI参数的仿真实验，观察其控制效果，如图18所示，以I = 24为基数，上下间隔10%选取五组参数进行观察，可看出I值对控制效果的影响：随着I值的增大，超调量也随之增大，但是系统达到稳态值的速度逐渐增大到某一I值后，系统达到稳态的速度逐渐减小，因此存在着某一I值使得调节速度最快。
Figure 18. Influence of I parameters on adjustment effect
图18. I参数对调节效果的影响
4.3. 非固定PI参数的整定方法
常规PI、模糊PI和神经网络PI是三种常见的PI控制器变种，它们在控制算法和性能方面有所不同。常规PI控制器是最常用的PI控制器，易于实现和调试，但是在非线性、时变或多变量系统中可能会出现性能不佳的问题。模糊PI控制器优点是可以处理非线性、时变或多变量系统，并且可以通过调整模糊集合和模糊推理来优化控制器的性能。缺点是需要较大的计算量和复杂度。神经网络PI控制器是一种基于神经网络的PI控制器，优点是可以自适应地学习系统的动态模型和控制器的参数，并且可以处理非线性、时变或多变量系统。缺点是需要大量的训练数据和计算量。
基于传统PI控制，因此提出了一种优化后的非固定PI调节参数的整定方法，在调节开始阶段重点放在调节速度上，使其快速响应达到稳态值，当实际值与参考值误差在一定范围内时，选择另一套PI调节参数，调节重点放在超调量的控制上，使其调节效果较于传统固定PI参数调节，能够减小超调量，提高达到稳态值的速度。控制模型如图19所示。
为了验证仿真模型的动态响应，在输出给定参考值加入一阶跃，在0.6秒处将输出给定值由65 V阶跃至75 V，通过仿真实验对比非固定PI参数调节和传统PI调节的控制效果，如图20所示。
由效果图可看出非固定PI参数调节的控制效果与传统PI调节相比较，调节速度增加，超调量减小，因此成功验证了非固定PI参数调节方法的可行性。
Figure 19. Non-fixed PI regulation control model
图19. 非固定PI调节控制模型
Figure 20. Comparison of adjustment effects of non-fixed PI and fixed PI (output given step)
图20. 非固定PI和固定PI的调节效果比较(输出给定阶跃)
5. 结论
本文研究了一种高度集成的非隔离型三端口变换器，变换器具有开关升压网络特性，该拓扑结构仅使用一个电感，降低了成本及体积。此外，本文通过非固定调节PI参数的方法，实现了系统输出端超调量的减小和达到稳态速度的加快，并对系统功率流动完成理论推导和实验分析验证。